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   지능형 반도체 변압기(SST)는 기존 라인변압기에 비해 크기와 무게를 줄일 수 있으며 전압제어, 역률보상, 전압강하 보상 등의 품질 향상이 가능하므로 관심이 증가하고 있다. 특히 DC선박과 같은 어플리케이션에서 경량화와 MVDC라인을 사용할 수 있는 장점으로 인해 SST를 적용하는 연구가 지속되고 있다. 일반적으로 3단 SST 구조를 많이 사용하며 1차단은 AC-DC 정류를 목적으로 하며, 고압이므로 멀티레벨 컨버터로 구성한다.

   멀티레벨 컨버터는 전압이 확장될수록 전력소자의 개수가 증가한다. 따라서 계산량이 기하급수적으로 많아져 제어주기를 샘플링 주기와 연동할 경우 샘플링 주기가 늘어나 전류 THD가 악화될 수 있고, 이를 방지하기 위해 높은 용량의 인덕터를 사용해야 한다. 이는 결국 시스템의 비용과 크기를 증가시킨다.

   그림 1은 멀티레벨 컨버터 토폴로지 중 하나인 플라잉 커패시터 멀티레벨 컨버터(FCMC)를 이용한 단상 N-레벨 구조의 일반화된 회로구성이다. 제어 변수는 계통 전류, DC-링크 전압, 그리고 플라잉 커패시터(FC) 전압이고 이를 제어해야한다.

그림 1. Schematic diagram of N-level FCMC


   제안한 계층구조 기반 유한 제어요소 모델 예측제어(FCS-MPC) 기법은 비용 함수를 계층형태로 분리시켜 제어 변수를 독립적으로 제어함으로써 비교개수를 감축시킬 수 있다. 또한 각 계층의 비용 함수는 단목적항으로 구성되어 단 한번의 비용 함수 계산으로 최적 상태를 찾을 수 있어 계산량이 적다. 따라서 전압레벨이 확장되더라도 비용 함수의 최대 계산 횟수는 선형적으로 증가하므로 MV급 SST에서도 실시간 적용이 가능하다.

   그림 2는 제안한 계층구조 기반 FCS-MPC 제어 블록도를 보여준다. 외부 PI제어기를 이용해 DC-링크 전압을 제어하며, 두 개의 계층으로 구성된 FCS-MPC로 계통 전류와 FC 전압을 제어한다.  계층1은 계통 전류 제어를 목표로 하며 비용 함수를 통해 계통 전류 오차를 작게 하는 최적 AC단 출력전압레벨을 찾는다. 계층2는 플라잉 커패시터 전압 제어를 목표로 하며 계층1에서 구한 최적 AC단 출력전압레벨을 만족하는 스위칭 상태 조합을 찾는다. 이때 그리디 알고리즘 개념을 이용해 그룹화 분할과 그룹 우선순위 할당을 통해 FCS-MPC의 비교개수를 줄인다.

그림 2. Block diagram of the proposed hierarchical FCS-MPC


   그림 3은 6-레벨 FCMC에서 제안한 계층구조 기반 FCS-MPC를 적용한 예시를 보여준다. 최우선 순위 포인터(Ph)에 의해 그룹화 분할하며 오름차순 방향으로 FC 전압 제어 순서가 정해진다. 하나의 그룹은 두 개의 스위치로 구성되기 때문에 FCS-MPC의 비교 개수는 매 그룹당 최대 4번이다.

그림 3. Example of the proposed hierarchical FCS-MPC in 6-level FCMC


   그림 4는 기존 FCS-MPC 방법과 제안한 계층구조 기반 FCS-MPC 방법의 비용함수 최대 계산 횟수를 로그스케일로 나타낸다. 기존 방법은 전압레벨이 확장될수록 계산횟수가 기하급수적으로 증가하는 반면, 제안한 방법은 선형으로 증가한다. 전압레벨이 확장될수록 제안한 방법의 계산량 저감효과는 더 크게 나타난다.

그림 4. Maximum number of cost function calculations on a logarithmic scale


   그림 5는 7-레벨 FCMC의 정상 상태 및 과도 상태의 실험 파형이다. 그림 5(a)에서 ig는 vg의 주파수인 60Hz로 동작하며 역률 1로 제어된다. AC측 단자 출력 전압은 단위 전압인 60V로 13-레벨로 출력된다. 그림 5(b)에서 부하 증가 시 Vdc가 일시적으로 감소하지만 다시 명령 전압으로 제어된다. 인접한 FC 전압 간의 차이는 단위 전압인 60V로 제어됨을 확인할 수 있으며 FC 전압도 제어된다.

그림 5. Experimental results of 7-level FCMC: (a) steady state, (b) transient state


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    최근 DC/DC 컨버터가 Electric Vehicle (EV) 충전 시스템,  Photovoltaics (PV) 시스템 등과 같이 다양한 분야에 급속히 적용됨에 따라 컨버터의 고효율 및 고밀도화에 대한 요구가 지속적으로 증가하고 있다. 이러한 요구 사항들을 만족 시키기 위한 토폴로지 회로가 LLC 공진형 컨버터이다.

    공진 커패시터와 공진 인덕터, 그리고 고주파 변압기로 구성되는 공진 네트워크를 가지는 LLC 공진형 컨버터는 변압기 1, 2차에 위치한 MOSFET과 Diode의 영-전압 스위칭(ZVS) 또는 영-전류 스위칭(ZCS) 달성을 통해 높은 효율의 구현이 가능하다. 또한 공진 네트워크의 공진 인덕터를 고주파 변압기의 1차 측 누설 인덕터로 대체한 그림 1의 일체형 고주파 변압기의 적용을 통해 부피, 무게, EMI, Cost를 줄이고 전력 밀도를 높일 수 있다는 장점을 보인다.

그림 1. Full-bridge LLC Resonant Converter Circuit with Secondary Leakage Inductance.


    그러나 지금까지 제시된 일체형 변압기 구조는 누설 인덕턴스를 조정하기 위해, 장치를 추가하거나 복잡한 변압기 구조를 요구하여 Litz-wire 기반의 변압기에 적용하기 어려운 한계점을 지닌다. 따라서 앞선 한계점을 극복하며 동시에 누설 인덕턴스를 정밀하게 조정할 수 있는 새로운 일체형 변압기의 구조와 이에 대한 설계 기법을 제시한다. 

    그림 2는 제안하는 일체형 고주파 변압기의 구조를 나타낸다. 제안하는 구조는 코어의 중앙 Leg에 1차 측 및 2차 측 권선이 완벽히 분리되어 배치된 외부 영역과 부분적으로 겹쳐진 내부 영역으로 구성되어 있다. 각각의 영역은 보빈의 스페이서를 통해 분리되어 있으며 분리된 구간 사이의 거리와 영역에 포함된 권선의 수에 따라 누설 인덕턴스를 조정한다.

그림 2. Proposed Integrated Transformer Structure.


     그림 3은 제안하는 일체형 고주파 변압기의 누설 인덕턴스를 구현하기 위한 Flowchart이다. 제안하는 Flowchart는 총 7단계로 구성되며 변압기의 효율 및 전력 밀도뿐만 아니라 자속 포화 및 온도 포화 등 신뢰성과 관련된 요소를 고려한다. 또한, 자화 인덕턴스를 구현하기 위한 설계 절차를 포함한다.

그림 3. Design Flowchart for Proposed Integrated Transformer.


    그림 4는 앞선 설계 기법을 통해 제작한 일체형 고주파 변압기를 보여준다. 그림에서 볼 수 있듯이, 제안한 일체형 고주파 변압기는 보빈을 통해 외부 영역과 내부 영역으로 구성되어 있다. 이때 제작한 변압기의 설계값 대비 인덕턴스의 측정값 오차율은 10% 이내이다.

그림 4. The proposed integrated high-frequency transformer.


    일체형 고주파 변압기의 구조 및 설계 기법의 유효성을 검증하기 위해, 제작한 일체형 고주파 변압기를 적용하여 그림 5와 같이 10kW 97kHz에서 동작하는 LLC 공진형 컨버터 실험 환경을 구축하고 실험을 진행하였다. 

그림 5. Experimental setup for 10kW LLC resonant converter with the proposed integrated transformer.


    그림 6는 공진 주파수에서 동작하며 제안한 일체형 고주파 변압기를 적용한 LLC 공진형 컨버터의 실험 파형이다. 그림 6(a)에서, Full-bridge 구조의 1차 측 스위치 전류는 스위치에 걸린 전압이 방전된 이후 스위치가 on되며 흐른다. 이를 통해 스위치의 ZVS turn-on 동작을 확인할 수 있다. 또한 공진 전류 파형이 사인파 형태에 가까운 일반적인 파형을 보인다. 그림 6(b)의 결과는 2차 측 부하단의 과  파형을 통해 표 4에서 제시한 시스템 파라미터와 동일함을 보여준다. 실험 결과들을 통해, 제안한 일체형 고주파 변압기는 발열 측면을 고려한 설계 기법을 적용하여 설계값에 근사한 인덕턴스를 가지며 LLC 공진형 컨버터에서 정상 동작함을 확인하였다.


 

그림 6. Experimental waveform of LLC resonant converter at resonant frequency. (a) Vgs, Vds and Ir (b) Vo and Io.




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   Conventionally, nuclear and thermal power plants were used to generate power and provide electricity to the residential, commercial ,and industrial loads at long distances. However, due to the carbon emissions from these power plants and increased energy demand, alternative environmentally friendly and cost-free resources are encouraged. Therefore, renewable energy resources (RERs) such as wind, photovoltaic (PV) ,and fuel cell are being used nowadays. They constitute a smaller grid (known as microgrids) that comprises RERs, energy storage systems (ESS) ,and loads. Furthermore, they are connected to the utility grid. These microgrids are capable of generating, managing, and supplying local loads using renewable energy sources. All the components in the microgrid are connected at the common bus through suitable conversion stages. The RER-based microgrid with DC and AC common bus is shown in Fig. 1.

                                                      

                                                 (a)                                                                                                                                                 (b)

Fig. 1. Microgrid block diagram with: (a) DC common bus, (b) AC common bus. (Converter’s index represents the converter number on a specific side).

   As shown in Fig. 1(a) for DC common bus, RERs, ESS ,and DC load are connected via DC-DC converter whereas utility grid and AC load are connected via DC-AC converter. Likewise, for AC common bus in Fig. 1(b), each component is connected through a suitable conversion stage. The nature of the common bus defines the number of conversion stages, hence, affecting the total power loss in the microgrid. Therefore, a feasibility analysis of the common bus type is required at the early design stage to improve the design performance. In this study, we evaluated the feasibility of the common bus type in terms of efficiency of the microgrid by using the copula function-based efficiency curves of the converters.

   The first step in efficiency evaluation is to determine the percentage loading of the converters. To calculate the percentage loading, the instantaneous load on all the converters is evaluated in accordance with the load sharing scheme explained below:

Idle mode:

   During the idle mode, generation and load demand are equal. Therefore, the utility grid and ESS converters remain in idle state. Percentage loading on other converters is found according to load demand and generation in the microgrid.

Excess power mode: 

   During the excess power mode, generation is greater than load demand. Excess power is used to charge the ESS and if ESS is fully charged, excess power is sent to the utility grid.

Deficit power mode:

   For the deficit power mode, generation is less than load demand. ESS is employed to provide the deficit power. However, if ESS is fully depleted, the utility grid charges the ESS and supplies power to the load demand. Following this scheme, the percentage loading on all the converters is determined.

   Having obtained the percentage loading of all the converters, the efficiency of each converter is obtained using the copula function-based efficiency curve model of the converter. The procedure to obtain this model is shown in Fig. 2.  As it can be seen in Fig. 2(a), the efficiency of the converter is a function of percentage loading. This efficiency curve is obtained for each converter. During the second phase, the probability distribution functions of efficiency and percentage loading are obtained using bootstrap parametric estimation, as shown in Fig. 2(b). In order to obtain the best-fitted probability distributions, the goodness of fit test is performed using Kolmogorov Smirnov test. The first ranked distribution is considered as best-fitted distribution. During the third phase, copula fitting is performed as shown in Fig. 2(c). The best-fitted copula according to the Akaike Information criteria is selected. In this study, we have used the copula function to model the efficiency curves of the converters because they are capable of characterizing the nonlinear and non-constant relationship between variables. Using this model, the efficiency of the converters against each percentage loading can be obtained.

(a)

(b)

(c)

Fig. 2. Procedure for copula estimation: (a) Efficiency curve of the converter, (b) Probability distributions for η and l%, (c) Estimated copula.

   During the next step, total power loss inside the microgrid is determined. It is the sum of power loss in all the converters and distribution lines. Having obtained the total power loss, the efficiency of the microgrid can be obtained. We evaluated the efficiency of microgrid shown in Fig. 1 for the following PV generation and load demand scenarios.

PV generation scenarios

  1. Cold & Sunny
  2. Cold & Cloudy
  3. Warm & Humid
  4. Hot & Dry

Load demand scenarios

  1. Weekend
  2. Weekdays

Furthermore, we performed two case studies, first with the DC load only and second with both types of loads in the microgrid.

   Results for efficiency evaluation in the case of DC load only for all scenarios are shown in Fig. 3. As it can be seen, efficiency varies depending upon the percentage loading for each scenario. Similarly, Fig. 4 presents the efficiency of the microgrid for all scenarios when both types of loads are present. In this case, the efficiency of AC common bus is improved a little bit.

                                                                                        (a)                                                                        (b)

                                                                                        (c)                                                                        (d)

Fig. 3. Efficiency of the microgrid for DC load only: (a) Weekday load (DC common bus), (b) Weekday load (AC common bus), (c) Weekend load (DC common bus), (d) Weekend load (AC common bus).

                                                                                            (a)                                                                      (b)

                                                                                           (c)                                                                      (d)

Fig. 4. Efficiency of the microgrid for DC +AC load: (a) Weekday load (DC common bus), (b) Weekday load (AC common bus), (c) Weekend load (DC common bus), (d) Weekend load (AC common bus).

   In order to select the most feasible common bus type, we calculated the weighted average efficiency for both DC and AC common bus types. The results are shown in Fig. 5. The positive number shows the dominance of DC common bus over its AC counterpart. Therefore, DC common bus is the most feasible common bus type in this study. Moreover, it is concluded that DC common bus is more advantageous in the case of DC load only. As the trend is shifting towards DC, the DC common bus would offer more advantages in the future.

Fig. 5. Selection of the most feasible common bus type. 


For more information on the use and utilization of this technology, please contact the "Technical Inquiry" below.


  • Webinar Link - https://www.youtube.com/watch?v=vLN7tj4g5hM
  • Related paper - https://www.sciencedirect.com/science/article/pii/S2213138821006354?via%3Dihub
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    최근 무선전력전송 시스템에서 수신부의 위치 자유도와 이동성을 향상시키기 위해 전방향성 무선전력전송이 제안되었다. 그림 1에서 확인할 수 있듯이, 전방향성 무선전력전송에서 송신부는 법선 벡터가 각각 X, Y, Z축을 향하도록 배치된 세 원형 코일(three-orthgonal transmitter coils)로 구성되며, 송신부 중심의 합성 자속 밀도는 각 코일이 생성한 자속 밀도의 합과 일치한다. 따라서, 각 코일에 흐르는 전류의 크기 및 위상 제어를 통해 송신부가 생성하는 합성 자속 밀도의 방향을 자유롭게 변경할 수 있다. 이를 통해, 무선전력전송 시스템에서 수신부의 위치 자유도 및 이동성이 크게 개선되었지만 송신부의 부피가 크고 시스템 효율이 낮은 한계점이 있다.

그림 1. 전방향성 무선전력전송을 위한 three-orthogonal transmitter coils.


    전방향성 무선전력전송 시스템의 효율을 향상시키기 위해 사용되는 방법으로는 코일의 지름 또는 턴 수를 증가시키는 방법과 자기적 코어를 적용하는 방법이 있다. 코일의 직경과 턴 수를 증가시키는 방법은 송신부의 크기를 증가시키므로, 송신부의 크기 증가 없이 효율을 향상시키기 위해서는 자기적 코어의 사용이 요구된다.

    송신부의 크기 증가 없이 전방향성 무선전력전송 시스템의 효율을 향상시키기 위해 네 가지 자기적 구조가 제안되었고, 그 구조들은 그림 2에서 확인할 수 있다. spherical core와 cubical core는 송신부 내부의 자속 밀도를 전반적으로 향상시켜 높은 상호 인덕턴스를 달성할 수 있지만, 코어 부피가 크기 때문에 무겁고 제작 비용이 상승한다. Crossed bar core와 three orthogonal plane core는 송신부 내부에서 x, y, z축 근처의 자속밀도를 강화시켜 상호 인덕턴스를 향상시킨다. 이러한 구조들은 부피가 작기 때문에 송신부가 가볍고 제작 비용이 감소하지만, 앞 구조에 비해 낮은 상호 인덕턴스를 가진다.

그림 2. 자기적 구조의 후보들. (a) spherical core, (b) cubical core, (c) crossed bar core, (d) three-orthogonal plane core.


    최적의 자기적 구조를 선정하기 위해 자기적 구조에 따른 부피와 효율을 그래프로 나타내면 그림 3과 같다. 그림 3의 그래프에서 코어가 없는 송신부의 효율을 기준 효율이라고 가정하면, 기울기는 코어의 부피 대비 효율을 의미한다. 즉, 기울기가 큰 자기적 구조는 부피 대비 높은 효율을 가진다고 할 수 있다. 그림 3의 그래프에서 부피가 작은 crossed bar core들은 기울기는 크지만 코어가 없는 송신부에 비해 효율이 거의 개선되지 못했다. 반면, 부피가 가장 큰 spherical core는 기울기는 작지만 시스템 효율이 가장 높다. 그럼에도 불구하고, 이 구조는 부피가 너무 커서 송신부의 무게와 제작 비용이 증가하므로 최적 구조로는 적절하지 않다. 즉, 자기적 구조의 부피에 대한 효율은 최적 구조의 판단 기준으로 부적절하다.

그림 3. 자기적 구조의 부피에 대한 시스템 효율 그래프.


    자기적 구조의 최적 설계를 위해 다목적 최적화 설계 방법이 사용됐다. 이 다목적 최적화 설계에서 목적 변수는 자기적 구조의 부피와 효율이고, 설계 변수는 코어 파라미터이다. 단위가 다른 두 변수를 비교하기 위해 최대-최소 표준화를 사용하여 변수들을 표준화하면 그림 4와 같이 나타낼 수 있다. 그림 4의 그래프에서 최적 구조가 될 수 있는 16개의 pareto set이 결정된다. 이때 이상적인 구조는 원점에 해당하지만, 이는 실현 불가능하므로 체비쇼프 거리(Tchebycheff metric)가 가장 짧은 지름 130 mm 두께 10 mm의 three-orthogonal plane core를 적용한 송신부를 최적 송신부로 선정했다.

그림 4. 다목적 최적화 설계의 결과.


    다목적 최적화 설계를 통해 선정된 최적 자기적 구조의 성능을 검증하기 위해, 다양한 조건에서 전방향성 무선전력전송 시스템의 효율이 측정되었다. 그림 5는 다양한 수신부 위치에서 전력 전송 거리에 따른 시스템 효율을 보여준다. 최적 자기적 구조를 적용한 전방향성 무선전력전송 시스템의 효율은 모든 전송거리에서 개선되었다. 게다가, 전력 전송 거리가 220 mm일 때, 종래의 송신부를 적용한 시스템의 효율은 20 ~ 30 %로 감소하지만 최적 자기적 구조를 적용한 시스템은 50% 이상의 효율이 달성되었다.


그림 5. 다양한 수신부 위치에서 전력 전송 거리에 따른 시스템 효율 비교.


    그림 6은 전력 전송 거리가 150 mm 일 때, 수신부 위치에 따른 시스템 효율을 보여준다. 최적 자기적 구조를 적용한 전방향성 무선전력전송 시스템의 효율은 모든 수신부 위치에서 개선되었다. 방위각과 천정거리가 90도 일 때, 시스템 효율은 최대 18.6% 증가했다. 게다가, 최적 자기적 구조를 적용한 시스템은 3차원 공간에서 균일한 효율 분포를 달성하여, 전방향성 무선전력전송 시스템에서 수신부의 위치 자유도와 이동성이 개선되었다. 그림 5와 6의 다양한 실험 결과들을 통해 최적 자기적 구조의 성능이 검증되었다.


그림 6. 전력 전송 거리 150 mm에서 수신부 위치에 시스템 효율 비교.


본 기술은 대한민국 특허법 및 국제 특허협력조약에 의해 보호 받으며, 독점적 권리는 한양대학교 전력전자연구실에 있습니다.

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  LLC 공진형 컨버터는 모든 주파수 범위 내에서 soft switching이 가능하기 때문에 높은 주파수에서 동작 가능하다는 특징이 있다. 따라서 고효율과 고밀도를 달성하는 LLC 공진형 컨버터는 WBG(Wide Band Gap) 소자와 함께 최근 전기자동차, LED 드라이버, 태양광 발전과 같은 다양한 분야에서 널리 사용되고 있다.

  LLC 공진형 컨버터의 전력 손실은 공진 네트워크 설계 시 밀접한 관계가 있다. 따라서 L-C 매개 변수와 전력 손실 간의 관계를 기반으로 고효율의 LLC 공진형 컨버터를 설계하기 위해서는 정확한 전력 손실의 분석이 필요하다. 


                                                                                                 (a)                                                                               (b) 

Fig. 1. Circuit of the LLC  resonant converter. (a) Full-Bridge LLC resonant converter topology. (b) Equivalent circuit based on TDA : P subinterval.

 Fig. 1 (a)는 Full-Bridge LLC 공진형 컨버터의 회로를 보여주고 있고, Fig. 1 (b)는 TDA 기반 subinterval에 따른 Full-bridge LLC 공진형 컨버터의 등가 회로이다. P subinterval은 자화 인덕터 양단의 전압이 양의 출력 전압 NVo에 의해 클램핑 되는 경우의 회로이다. 이 회로의 상태방정식을 구하고 이를 통해 LLC 공진형 컨버터를 정확하게 분석 가능하다. 또한 수식적으로 전력 손실 모델링이 가능하다.


                                                                                       (a)                                                                                 (b)

Fig. 2. Resonant inductor current and magnetizing current. (a) Waveforms extracted through the enhanced TDA method. (b) Waveforms extracted through simulation.

 Fig. 2는 한 주기 동안 자화 전류 그리고 공진 인덕터 전류이다. Fig. 2 (a)는 제안한 방법을 사용해서 추출한 전류 파형이며, Fig. 2(b)는 시뮬레이션을 통해 추출한 파형이다. 자화 전류와 공진 인덕터 전류의 초기값은 제안한 방법을 사용할 경우 -17.35A, 시뮬레이션을 통해 추출한 값은 -17A로 2.06%의 오차를 갖는 것을 확인하였다.

                                                                                       (a)                                                                                 (b)

Fig. 3. Resonant capacitor voltage. (a) Waveforms extracted through the enhanced TDA method. (b) Waveforms extracted through simulation.

 Fig. 3는 한 주기 동안 공진 커패시터의 전압이다. Fig. 3 (a)는 제안한 방법을 사용해서 추출한 전류 파형이며, Fig. 3(b)는 시뮬레이션을 통해 추출한 파형이다. 공진 커패시터의 초기값은 제안한 방법을 사용할 경우 -265V, 시뮬레이션을 통해 추출한 값은 -254A로 4.33%의 오차를 갖는 것을 확인하였다.

                                                                                 (a)                                                                                                (b)

Fig. 4. 8.4kW LLC resonant converter experimental. (a) The environment of experimental. (b)Based on FHA, based on improved TDA, extracted from experiment current rms value and average value.

  Fig. 4(a)는 성능 검증을 위한 8.4kW급 LLC 공진형 컨버터 실험 환경이며, Fig. 4(b)는 기존 FHA 방법, 제안하는 향상된 TDA 방법, 그리고 실험을 통해 추출한 전류의 rms와 평균값이다. 제안하는 방법을 사용하여 컨버터 분석 시 기존 방법보다 실험과 더 가까운 값을 얻을 수 있음을 확인하였다.

Fig. 5. Loss breakdown by load calculated based on the proposed loss analysis method.8.4kW LLC resonant converter experimental.

  Fig. 5는 제안하는 방법을 사용하여 부하 별 발생하는 손실을 추출한 그래프이다. 고려한 손실은 다음과 같다. 변압기의 1차측과 2차측에서 발생하는 copper loss, 변압기의 core loss, 인덕터의 copper loss와 core loss, 스위치의 turn off 손실과 내부 저항에 의한 손실 그리고 다이오드의 전압 강하에 의한 손실을 고려하였다.

Fig. 6.Efficiency for each load extracted through the proposed loss analysis method and the experiment.

 Fig. 6은 제안하는 향상된 TDA 기반으로 구한 효율과 실험을 통해 추출한 효율 값을 비교하고 있다. 경부하 구간에서 최대 1.7%의 오차를 가지며 이외의 대부분 부하 구간에서 실험값과 매우 유사하다는 것을 확인할 수 있다 또한 제안한 기법에 대한 유효성을 검증하였다. 이를 통해 제안된 방법을 사용하여 정확한 LLC 공진형 컨버터의 손실을 추출할 수 있고 설계시 필요한 정확한 정보를 얻을 수 있다. 이를 바탕으로 고효율의 LLC 공진형 컨버터를 설계할 수 있다.


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 고압 DC 전원 공급 장치는 X-ray, 플라즈마, 전기 집진기, 그리고 커패시터 충전 등 여러 어플리케이션 분야에서 사용되고 있다. 하지만 이러한 고압 전원 공급 장치는 출력 리플 전압 증가로 인한 신뢰성 저하 및 부피 증가로 인한 전력 밀도 감소 문제점 등을 가지고 있다. 이로 인해 최근 고압 전원 공급 장치의 소형화, 고효율, 그리고 신뢰성을 확보하기 위해 출력 전압 리플을 줄이거나 전력 밀도를 향상시키는 연구가 진행되고 있다.


(a)

(b)

Fig. 1. System structure of the parallel resonant converter applied with a voltage multiplier. (a) Conventional system structure. (b) Proposed system structure.


 Fig. 1 (a)는 2차 측 단에 배압회로가 적용된 일반적인 병렬 공진형 컨버터 구조를 보여주고, Fig. 1 (b)는 전력 밀도를 향상시키기 위해 기존 (a)와 달리 1차 측 공진 커패시터를 2차 측 단으로 등가화 시킨 병렬 공진형 컨버터의 구조를 보여주고 있다. 병렬 공진형 컨버터가 사용되는 X-ray에서는 높은 출력 전압으로 인해 2차 측 변압기에 상당한 양의 기생 커패시터 성분을 가지게 되어 변압기에서 발생되는 기생 커패시터 성분을 공진 커패시터로 대체하여 사용 가능하다.


Fig. 2. Experimental setup for the proposed parallel resonant converter system.


Fig. 2 은 X-ray 어플리케이션에서 사용되는 시스템 구조를 보여준다. AC-DC 단, Controller, DC-DC 1차 측, 그리고 배압회로를 사용한 DC-DC 2차 측으로 구성되어 있고, 2차 측의 배압회로를 거쳐 최종적으로 출력 전압 100kV와 출력 전류 17mA를 가지게 된다.

           

                                    (a)
                                                                             (b)


(c)

Fig. 3. Experimental test wave-forms. (a) Gate input voltage Vgs and switching drain-source voltage Vds, (b) Resonant inductor current ILr at full-load, (c) Feedback voltage for predicting the real output voltage and output current.


Fig. 3은 제안한 구조의 실험 결과를 보여준다. Fig. 3  (a)의 경우 스위칭 소자의 입력 게이트 전압 Vgs와 스위치 양단에 걸리는 Vds전압을 확인 할 수 있다. 또한  Fig. 3  (b)는 정격 부하 조건에서의 1차 측 공진 인덕터 전류 ILr을 보여준다. 이때 컨버터의 정상 동작 확인과 최종 출력 전압과 출력 전류가 나오는 것을 확인하였다. Fig. 3  (c)는 정격 출력 전압일 때의 출력 전압 Vout및 출력 전류 Iout의 feedback sensing 파형을 보여준다. 이러한 전압 파형을 통해 제안한 구조의 정격 출력 전압 100kV와 출력 전류 17mA가 정상적으로 출력되는 것을 확인하였고, 제안한 구조의 타당성을 검증하였다.


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직류 마이크로그리드 시스템은 태양광 발전, 풍력 발전과 같은 신재생 에너지원으로부터 전기 에너지를 생산하며, 에너지 저장장치를 이용하여 전력을 관리하고, 필요에 따라 부하에 전력을 적절하게 공급할 수 있다. 직류 마이크로그리드 시스템을 구성하는 각각의 컨버터는 컨버터가 단독운전 할 경우 안정적으로 동작한다. 하지만, 컨버터를 통합하여 직류 마이크로그리드 시스템을 구성하여 통합운전을 할 경우 Fig. 1과 같이 시스템을 구성하는 컨버터 간의 상호작용이 발생하여 시스템이 불안정해질 수 있다. 또한, Utility grid에서 발생하는 입력 고조파로 인하여 시스템이 불안정해질 수 있다.


Fig. 1. Causes of instability in DC microgrid system


따라서 안정도 분석을 통해 시스템이 불안정할 경우, 안정도를 향상시키는 방법이 필요하다. 안정도 분석을 위해 Fig. 1과 같이 구성된 시스템의 Common Bus를 기준으로 Fig. 2 (a)와 같이 소스 컨버터와 로드 컨버터를 바라보는 방향으로 임피던스 모델링을 수행한다. 이를 bode plot으로 나타내면 Fig. 2 (b)와 같다.

(a)
(b)
Fig. 2. Stability analysis of DC microgrid system 
(a) Configuration of the system, (b) Stability analysis using bode plot


여기서 임피던스 중첩현상 발생 유, 무를 통해 직관적으로 안정도를 판단할 수 있는 Middlebrook’s stability criterion을 적용한다. 이 기법은 임피던스 중첩이 발생하면 시스템이 불안정하며, 중첩이 발생하지 않으면 시스템이 안정하다는 것을 의미한다. 이를 통해 Fig. 2를 분석하면 60% 부하에서는 임피던스 중첩이 발생하지 않아 시스템이 안정하며, 80% 이상의 부하에서는 임피던스 중첩이 발생하여 시스템이 불안정하다. 시스템이 불안정해지는 현상을 방지하고 시스템의 안정도를 향상시키기 위해 Fig. 3과 같이 기존 제어기에 가상 임피던스와 비례-공진 제어를 추가한 안정도 향상 제어기법을 제안한다.


Fig. 3. Block diagram of the proposed stability enhancement method


Fig. 4 (a)는 제안한 제어기법 적용 전의 파형으로 컨버터 간의 상호작용 및 입력 고조파로 인하여 시스템이 불안정한 것을 확인할 수 있다. Fig. 4 (b)는 제안한 제어기법 적용 후의 파형으로 이전에 발생한 문제점들이 해결되어 시스템이 안정화된 것을 확인할 수 있다.또한, Fig. 5와 같이 Power analyzer를 이용한 고조파 분석 파형을 통해 제안한 안정도 향상 제어기법 적용시 고조파가 현저하게 저감되는 것을 확인할 수 있다. 이를 통해 제안한 기법에 대한 유효성을 검증하였다.


(a)
(b)
FIg. 4. Experimental results (a) Before applying control method (b) After applying control method


Fig. 5. THD analysis using a power analyzer




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현대 전력전자에서는 신재생 에너지, 전기 자동차 등의 분야에서 저손실을 통한 고효율, 고속 스위칭 과 방열 설비의 최소화를 통한 고밀도, 높은 온도에서도 동작할 수 있는 신뢰성을 요구한다.  이러한 요구사항은 WBG 소자를 사용함으로써 앞선 요구를 만족할 수 있는 중요한 기술이다.


하지만 WBG 소자를 사용함에 있어서 여러 고려사항이 존재하게 된다. WBG 소자는 작은 input 커패시턴스에 의해 빠른 스위칭이 가능하지만, 이때 회로에 존재하는 기생 인덕턴스에 의해 Ringing이 커질 수 있다.  기생 인덕턴스로 인하여 낮은 효율과 방열 설비가 커져 사이즈가 커지며, 불안정한 동작을 유발하게 된다. 따라서 WBG 소자를 사용하려면 기생 인덕턴스를 반드시 줄여야 한다.

            

(a)(b)


Fig. 1. Proposed Two-dimensional Lattice Structure.


Fig. 1.은 제안한 2차원 격자 구조로 수직으로 반대 방향의 전류가 흐르는 영역에 대해 여러 세그먼트로 나누고 전류의 방향을 지그재그로 흘리는 구조이다, 이때 Fig. 1.의 (b) 단면도로  반대방향의 전류는 더욱 가까워 지고, 같은 방향의 전류는 더욱 멀어지게 되어 수직 자속 상쇄와 수평 자속 상쇄를 할 수 있다. 


(a)(b)


Fig. 2. Performance Verification during Turn on. (a) Conventional (b) Proposal


Fig. 2. 는 스위치가 Turn-on 할 때의 파형을 비교한 그림이다. 두개의 파형을 비교해보면 전류의 overshoot는 34A에서 31A로 감소하고, 전류의 undershoot 는 -10.6A에서 -6.8A로 감소한다. 전체적인 스파이크의 크기는 약 16% 감소한다. 


(a)(b)


Fig. 3. Performance Verification during Turn off. (a) Conventional (b) Proposal


Fig. 3. 은 스위치가 Turn-off 할 때의 파형을 비교한 그림이다. 두개의 파형을 비교해보면 전류의 overshoot는 43A에서 38A로 감소하고, 전류의 undershoot 는 -20A에서 -13.5A로 감소한다. 전압의 overshoot 는 380V 에서 359V로 감소한다.


(a)(b)


Fig. 4. Performance Verification through Comparison of Switching Energy  . (a) Eon (b) Eoff


Fig. 4. 는 제안한 2차원 격자구조 적용 유무에 따른 스위칭 에너지에 대한 비교이다. 전구간에서 스위칭 에너지가 약 11%정도 감소한 것을 확인 할 수 있다. 따라서 2차원 격자 구조를 사용함으로써 스위치의 전압, 전류에 대해 Ringing과 손실이 감소한다.


본 기술은 대한민국 특허법 및 국제 특허협력조약에 의해 보호 받으며, 독점적 권리는 한양대학교 전력전자연구실에 있습니다. 

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선이 없는 편의성 때문에 무선 전력 전송 기술이 실생활에서 널리 사용되고 있다. 하지만 무선 충전 시에 디바이스를 여전히 패드에 고정해야 한다는 점과 수신부의 위치에 따라 전력 전송 효율이 감소하거나 충전이 되지 않는 단점으로 인해 기존의 무선 전력 전송은 사용자가 사용하는 디바이스의 위치 자유도에 대한 제한이 있다. 그리하여 이를 해소하기 위해 모든 방향으로 자기장을 형성하여 수신부에 전력 전송할 수 있는 무방향성 무선 전력 전송 기술이 제시되었다.

Fig. 1. Magnetic flux density vector expression when using the current phase difference control method.


Fig. 1을 통해 다수의 수신부를 갖는 상황에서 각 송신부 전류 크기는 동일, 위상차는 90°로 만드는 송신부 전류 위상차 제어 기법이 적용되면 회전하는 자기장이 형성되어 각 수신부에 자기장이 쇄교되어 동시에 전력 전송이 됨을 확인할 수 있다.

여러 수신부에 전력을 전송할 때 수신부 간의 거리가 서로 멀 때는 효율에 문제가 없다. 하지만 수신부 간 거리가 가까워짐에 따라 효율이 감소한다. 이는 수신부 간 거리가 가까워짐에 따라 수신부 간의 상호 인덕턴스가 증가하여 효율이 감소하는 것을 의미한다.


Fig. 2. Multi-output omnidirectional WPT system with additional canceling capacitors.


Fig. 2는 수신부 간 상호 인덕턴스에 대한 영향을 줄이기 위해 수신부 측에 상쇄 커패시터를 추가한 경우를 보여준다. 이를 통해 효율 개선을 기대할 수 있다.


(a)                                                                                   (b)

Fig. 3. Experimental results : efficiency against azimuth angle (a) before reduction (b) after reduction.


Fig. 3은 실험상의 효율 결과를 보여준다. 방위각이 0°에 가까울수록 수신부 간의 거리가 가까워짐을 의미한다. Fig. 3 (a) 를 통해 저감 전의 효율 결과를 보면 수신부 간의 거리가 가까워져 상호 인덕턴스가 증가하여 실험상의 효율이 급감하나 Fig. 3 (b) 를 통해 저감 후에는 효율 개선이 된 것을 확인할 수 있다. 



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최근 수신부의 높은 위치 자유도와 이동성을 요구하는 웨어러블 기기 및 모바일 기기, 전기자동차 시장의 성장으로 무선 전력 전송에 대한 관심이 증가하고 있다. 무선 전력 전송 기술은 전선 없이 전기에너지를 자기장의 형태로 부하에 전달하는 기술이다. 유선 전력 전송 기술과 비교하여 무선 전력 전송 기술의 가장 큰 장점은 수신부의 높은 위치 자유도에 있다.

무선 전력 전송을 구현하는 방법으로 평면 코일을 적용한 구조 연구가 진행 되고 있으나, 이는 송신 코일과 수신 코일이 동일 축상에 위치 해야 하는 한계점을 가지고 있다. 이러한 평면 코일의 한계를 극복하기 위해서 세 개의 코일이 중심을 공유하고 직교하는 구조를 적용하여 임의의 공간에 위치한 수신부로 전력 전송이 가능한 기술이 무방향성 무선 전력 전송 기술이다. 

제안한 spherical flux concentration 구조의 무방향성 무선 전력 전송 기술은 송신부 내부에 수신부 방향으로 돌출된 페라이트 코어를 삽입하여 송신부와 수신부간의 자속 쇄교량이 증가시키고 이를 통해 전력 전송 거리를 증가시키며 높은 전력 전달 효율의 달성을 가능케 한다. 

Fig. 1 Transmitter of omnidirectional wireless power transfer system using spherical flux concentration.


Fig. 1은 spherical flux concentration 구조를 적용하여 3차원 공간에서의 무방향성 무선 전력 전송용 송신부를 구현한 것이다. 코일은 반지름의 길이가 동일한 Helix 형태로 권선하며 xy-평면 코일, yz-평면 코일, zx-평면 코일 세 개가 중심을 공유하고 직교한다. 그림에서 는 각 평면 코일의 양의 법선 방향을 나타낸다. 세 개의 송신 코일 내부에는 본 논문에서 제안하는 구조의 페라이트 코어가 삽입된다. 삽입된 코어는각 평면 코일의 법선 방향으로 코어의 부채꼴 부분이 돌출 하도록 코어를 배치한다.

 

(a) 
(b) 

Fig. 2 Magnetic flux density based on FEA in (a) conventional WPT system , (b) proposed WPT system.


Fig .2은 FEA(Finite Element Analysis) 시뮬레이션을 사용하여 3차원 공간상에 놓인 송신부와 수신부 사이의 자속밀도 분석 결과를 보여준다. Fig .2 (a)는 기존 송신부 구조를 적용한 경우이며 Fig. 2 (b)는 제안한 송신부 구조를 적용한 경우이다. Fig. 2 (a)의 수신부 중심부분 면적 S1 과 Fig . 2 (b)의 면적 S2 에서의 자속 밀도를 비교해 보면 spherical flux concentration 구조를 적용 했을 때 자속 밀도가 크게 나타남을 알 수 있다. 


Fig. 3 Efficiency against power transmission distance.


Fig. 3은 전송거리에 따른 전력 전달 효율을 보여준다. 제안한 spherical flux concentration 구조가 높은 전력 전달 효율을 달성하고 있음을 알수 있으며 특히 전송 거리 증가시 효율 감소도가 작음을 확인할 수 있다.


본 기술은 대한민국 특허법 및 국제 특허협력조약에 의해 보호 받으며, 독점적 권리는 한양대학교 전력전자연구실에 있습니다. 

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  • 관련 논문         -   http://www.dbpia.co.kr/journal/articleDetail?nodeId=NODE09264650 
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