최근 DC/DC 컨버터가 Electric Vehicle (EV) 충전 시스템, Photovoltaics (PV) 시스템 등과 같이 다양한 분야에 급속히 적용됨에 따라 컨버터의 고효율 및 고밀도화에 대한 요구가 지속적으로 증가하고 있다. 이러한 요구 사항들을 만족 시키기 위한 토폴로지 회로가 LLC 공진형 컨버터이다.
공진 커패시터와 공진 인덕터, 그리고 고주파 변압기로 구성되는 공진 네트워크를 가지는 LLC 공진형 컨버터는 변압기 1, 2차에 위치한 MOSFET과 Diode의 영-전압 스위칭(ZVS) 또는 영-전류 스위칭(ZCS) 달성을 통해 높은 효율의 구현이 가능하다. 또한 공진 네트워크의 공진 인덕터를 고주파 변압기의 1차 측 누설 인덕터로 대체한 그림 1의 일체형 고주파 변압기의 적용을 통해 부피, 무게, EMI, Cost를 줄이고 전력 밀도를 높일 수 있다는 장점을 보인다.
그림 1. Full-bridge LLC Resonant Converter Circuit with Secondary Leakage Inductance.
그러나 지금까지 제시된 일체형 변압기 구조는 누설 인덕턴스를 조정하기 위해, 장치를 추가하거나 복잡한 변압기 구조를 요구하여 Litz-wire 기반의 변압기에 적용하기 어려운 한계점을 지닌다. 따라서 앞선 한계점을 극복하며 동시에 누설 인덕턴스를 정밀하게 조정할 수 있는 새로운 일체형 변압기의 구조와 이에 대한 설계 기법을 제시한다.
그림 2는 제안하는 일체형 고주파 변압기의 구조를 나타낸다. 제안하는 구조는 코어의 중앙 Leg에 1차 측 및 2차 측 권선이 완벽히 분리되어 배치된 외부 영역과 부분적으로 겹쳐진 내부 영역으로 구성되어 있다. 각각의 영역은 보빈의 스페이서를 통해 분리되어 있으며 분리된 구간 사이의 거리와 영역에 포함된 권선의 수에 따라 누설 인덕턴스를 조정한다.
그림 2. Proposed Integrated Transformer Structure.
그림 3은 제안하는 일체형 고주파 변압기의 누설 인덕턴스를 구현하기 위한 Flowchart이다. 제안하는 Flowchart는 총 7단계로 구성되며 변압기의 효율 및 전력 밀도뿐만 아니라 자속 포화 및 온도 포화 등 신뢰성과 관련된 요소를 고려한다. 또한, 자화 인덕턴스를 구현하기 위한 설계 절차를 포함한다.
그림 3. Design Flowchart for Proposed Integrated Transformer.
그림 4는 앞선 설계 기법을 통해 제작한 일체형 고주파 변압기를 보여준다. 그림에서 볼 수 있듯이, 제안한 일체형 고주파 변압기는 보빈을 통해 외부 영역과 내부 영역으로 구성되어 있다. 이때 제작한 변압기의 설계값 대비 인덕턴스의 측정값 오차율은 10% 이내이다.
그림 4. The proposed integrated high-frequency transformer.
일체형 고주파 변압기의 구조 및 설계 기법의 유효성을 검증하기 위해, 제작한 일체형 고주파 변압기를 적용하여 그림 5와 같이 10kW 97kHz에서 동작하는 LLC 공진형 컨버터 실험 환경을 구축하고 실험을 진행하였다.
그림 5. Experimental setup for 10kW LLC resonant converter with the proposed integrated transformer.
그림 6는 공진 주파수에서 동작하며 제안한 일체형 고주파 변압기를 적용한 LLC 공진형 컨버터의 실험 파형이다. 그림 6(a)에서, Full-bridge 구조의 1차 측 스위치 전류는 스위치에 걸린 전압이 방전된 이후 스위치가 on되며 흐른다. 이를 통해 스위치의 ZVS turn-on 동작을 확인할 수 있다. 또한 공진 전류 파형이 사인파 형태에 가까운 일반적인 파형을 보인다. 그림 6(b)의 결과는 2차 측 부하단의 과 파형을 통해 표 4에서 제시한 시스템 파라미터와 동일함을 보여준다. 실험 결과들을 통해, 제안한 일체형 고주파 변압기는 발열 측면을 고려한 설계 기법을 적용하여 설계값에 근사한 인덕턴스를 가지며 LLC 공진형 컨버터에서 정상 동작함을 확인하였다.
그림 6. Experimental waveform of LLC resonant converter at resonant frequency. (a) Vgs, Vds and Ir (b) Vo and Io.
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Conventionally, nuclear and thermal power plants were used to generate power and provide electricity to the residential, commercial ,and industrial loads at long distances. However, due to the carbon emissions from these power plants and increased energy demand, alternative environmentally friendly and cost-free resources are encouraged. Therefore, renewable energy resources (RERs) such as wind, photovoltaic (PV) ,and fuel cell are being used nowadays. They constitute a smaller grid (known as microgrids) that comprises RERs, energy storage systems (ESS) ,and loads. Furthermore, they are connected to the utility grid. These microgrids are capable of generating, managing, and supplying local loads using renewable energy sources. All the components in the microgrid are connected at the common bus through suitable conversion stages. The RER-based microgrid with DC and AC common bus is shown in Fig. 1.
(a) (b)
Fig. 1. Microgrid block diagram with: (a) DC common bus, (b) AC common bus. (Converter’s index represents the converter number on a specific side).
As shown in Fig. 1(a) for DC common bus, RERs, ESS ,and DC load are connected via DC-DC converter whereas utility grid and AC load are connected via DC-AC converter. Likewise, for AC common bus in Fig. 1(b), each component is connected through a suitable conversion stage. The nature of the common bus defines the number of conversion stages, hence, affecting the total power loss in the microgrid. Therefore, a feasibility analysis of the common bus type is required at the early design stage to improve the design performance. In this study, we evaluated the feasibility of the common bus type in terms of efficiency of the microgrid by using the copula function-based efficiency curves of the converters.
The first step in efficiency evaluation is to determine the percentage loading of the converters. To calculate the percentage loading, the instantaneous load on all the converters is evaluated in accordance with the load sharing scheme explained below:
Idle mode:
During the idle mode, generation and load demand are equal. Therefore, the utility grid and ESS converters remain in idle state. Percentage loading on other converters is found according to load demand and generation in the microgrid.
Excess power mode:
During the excess power mode, generation is greater than load demand. Excess power is used to charge the ESS and if ESS is fully charged, excess power is sent to the utility grid.
Deficit power mode:
For the deficit power mode, generation is less than load demand. ESS is employed to provide the deficit power. However, if ESS is fully depleted, the utility grid charges the ESS and supplies power to the load demand. Following this scheme, the percentage loading on all the converters is determined.
Having obtained the percentage loading of all the converters, the efficiency of each converter is obtained using the copula function-based efficiency curve model of the converter. The procedure to obtain this model is shown in Fig. 2. As it can be seen in Fig. 2(a), the efficiency of the converter is a function of percentage loading. This efficiency curve is obtained for each converter. During the second phase, the probability distribution functions of efficiency and percentage loading are obtained using bootstrap parametric estimation, as shown in Fig. 2(b). In order to obtain the best-fitted probability distributions, the goodness of fit test is performed using Kolmogorov Smirnov test. The first ranked distribution is considered as best-fitted distribution. During the third phase, copula fitting is performed as shown in Fig. 2(c). The best-fitted copula according to the Akaike Information criteria is selected. In this study, we have used the copula function to model the efficiency curves of the converters because they are capable of characterizing the nonlinear and non-constant relationship between variables. Using this model, the efficiency of the converters against each percentage loading can be obtained.
(a)
(b)
(c)
Fig. 2. Procedure for copula estimation: (a) Efficiency curve of the converter, (b) Probability distributions for η and l%, (c) Estimated copula.
During the next step, total power loss inside the microgrid is determined. It is the sum of power loss in all the converters and distribution lines. Having obtained the total power loss, the efficiency of the microgrid can be obtained. We evaluated the efficiency of microgrid shown in Fig. 1 for the following PV generation and load demand scenarios.
PV generation scenarios
Load demand scenarios
Furthermore, we performed two case studies, first with the DC load only and second with both types of loads in the microgrid.
Results for efficiency evaluation in the case of DC load only for all scenarios are shown in Fig. 3. As it can be seen, efficiency varies depending upon the percentage loading for each scenario. Similarly, Fig. 4 presents the efficiency of the microgrid for all scenarios when both types of loads are present. In this case, the efficiency of AC common bus is improved a little bit.
(a) (b)
(c) (d)
Fig. 3. Efficiency of the microgrid for DC load only: (a) Weekday load (DC common bus), (b) Weekday load (AC common bus), (c) Weekend load (DC common bus), (d) Weekend load (AC common bus).
(a) (b)
(c) (d)
Fig. 4. Efficiency of the microgrid for DC +AC load: (a) Weekday load (DC common bus), (b) Weekday load (AC common bus), (c) Weekend load (DC common bus), (d) Weekend load (AC common bus).
In order to select the most feasible common bus type, we calculated the weighted average efficiency for both DC and AC common bus types. The results are shown in Fig. 5. The positive number shows the dominance of DC common bus over its AC counterpart. Therefore, DC common bus is the most feasible common bus type in this study. Moreover, it is concluded that DC common bus is more advantageous in the case of DC load only. As the trend is shifting towards DC, the DC common bus would offer more advantages in the future.
Fig. 5. Selection of the most feasible common bus type.
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최근 무선전력전송 시스템에서 수신부의 위치 자유도와 이동성을 향상시키기 위해 전방향성 무선전력전송이 제안되었다. 그림 1에서 확인할 수 있듯이, 전방향성 무선전력전송에서 송신부는 법선 벡터가 각각 X, Y, Z축을 향하도록 배치된 세 원형 코일(three-orthgonal transmitter coils)로 구성되며, 송신부 중심의 합성 자속 밀도는 각 코일이 생성한 자속 밀도의 합과 일치한다. 따라서, 각 코일에 흐르는 전류의 크기 및 위상 제어를 통해 송신부가 생성하는 합성 자속 밀도의 방향을 자유롭게 변경할 수 있다. 이를 통해, 무선전력전송 시스템에서 수신부의 위치 자유도 및 이동성이 크게 개선되었지만 송신부의 부피가 크고 시스템 효율이 낮은 한계점이 있다.
그림 1. 전방향성 무선전력전송을 위한 three-orthogonal transmitter coils.
전방향성 무선전력전송 시스템의 효율을 향상시키기 위해 사용되는 방법으로는 코일의 지름 또는 턴 수를 증가시키는 방법과 자기적 코어를 적용하는 방법이 있다. 코일의 직경과 턴 수를 증가시키는 방법은 송신부의 크기를 증가시키므로, 송신부의 크기 증가 없이 효율을 향상시키기 위해서는 자기적 코어의 사용이 요구된다.
송신부의 크기 증가 없이 전방향성 무선전력전송 시스템의 효율을 향상시키기 위해 네 가지 자기적 구조가 제안되었고, 그 구조들은 그림 2에서 확인할 수 있다. spherical core와 cubical core는 송신부 내부의 자속 밀도를 전반적으로 향상시켜 높은 상호 인덕턴스를 달성할 수 있지만, 코어 부피가 크기 때문에 무겁고 제작 비용이 상승한다. Crossed bar core와 three orthogonal plane core는 송신부 내부에서 x, y, z축 근처의 자속밀도를 강화시켜 상호 인덕턴스를 향상시킨다. 이러한 구조들은 부피가 작기 때문에 송신부가 가볍고 제작 비용이 감소하지만, 앞 구조에 비해 낮은 상호 인덕턴스를 가진다.
그림 2. 자기적 구조의 후보들. (a) spherical core, (b) cubical core, (c) crossed bar core, (d) three-orthogonal plane core.
최적의 자기적 구조를 선정하기 위해 자기적 구조에 따른 부피와 효율을 그래프로 나타내면 그림 3과 같다. 그림 3의 그래프에서 코어가 없는 송신부의 효율을 기준 효율이라고 가정하면, 기울기는 코어의 부피 대비 효율을 의미한다. 즉, 기울기가 큰 자기적 구조는 부피 대비 높은 효율을 가진다고 할 수 있다. 그림 3의 그래프에서 부피가 작은 crossed bar core들은 기울기는 크지만 코어가 없는 송신부에 비해 효율이 거의 개선되지 못했다. 반면, 부피가 가장 큰 spherical core는 기울기는 작지만 시스템 효율이 가장 높다. 그럼에도 불구하고, 이 구조는 부피가 너무 커서 송신부의 무게와 제작 비용이 증가하므로 최적 구조로는 적절하지 않다. 즉, 자기적 구조의 부피에 대한 효율은 최적 구조의 판단 기준으로 부적절하다.
그림 3. 자기적 구조의 부피에 대한 시스템 효율 그래프.
자기적 구조의 최적 설계를 위해 다목적 최적화 설계 방법이 사용됐다. 이 다목적 최적화 설계에서 목적 변수는 자기적 구조의 부피와 효율이고, 설계 변수는 코어 파라미터이다. 단위가 다른 두 변수를 비교하기 위해 최대-최소 표준화를 사용하여 변수들을 표준화하면 그림 4와 같이 나타낼 수 있다. 그림 4의 그래프에서 최적 구조가 될 수 있는 16개의 pareto set이 결정된다. 이때 이상적인 구조는 원점에 해당하지만, 이는 실현 불가능하므로 체비쇼프 거리(Tchebycheff metric)가 가장 짧은 지름 130 mm 두께 10 mm의 three-orthogonal plane core를 적용한 송신부를 최적 송신부로 선정했다.
그림 4. 다목적 최적화 설계의 결과.
다목적 최적화 설계를 통해 선정된 최적 자기적 구조의 성능을 검증하기 위해, 다양한 조건에서 전방향성 무선전력전송 시스템의 효율이 측정되었다. 그림 5는 다양한 수신부 위치에서 전력 전송 거리에 따른 시스템 효율을 보여준다. 최적 자기적 구조를 적용한 전방향성 무선전력전송 시스템의 효율은 모든 전송거리에서 개선되었다. 게다가, 전력 전송 거리가 220 mm일 때, 종래의 송신부를 적용한 시스템의 효율은 20 ~ 30 %로 감소하지만 최적 자기적 구조를 적용한 시스템은 50% 이상의 효율이 달성되었다.
그림 5. 다양한 수신부 위치에서 전력 전송 거리에 따른 시스템 효율 비교.
그림 6은 전력 전송 거리가 150 mm 일 때, 수신부 위치에 따른 시스템 효율을 보여준다. 최적 자기적 구조를 적용한 전방향성 무선전력전송 시스템의 효율은 모든 수신부 위치에서 개선되었다. 방위각과 천정거리가 90도 일 때, 시스템 효율은 최대 18.6% 증가했다. 게다가, 최적 자기적 구조를 적용한 시스템은 3차원 공간에서 균일한 효율 분포를 달성하여, 전방향성 무선전력전송 시스템에서 수신부의 위치 자유도와 이동성이 개선되었다. 그림 5와 6의 다양한 실험 결과들을 통해 최적 자기적 구조의 성능이 검증되었다.
그림 6. 전력 전송 거리 150 mm에서 수신부 위치에 시스템 효율 비교.
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LLC 공진형 컨버터는 모든 주파수 범위 내에서 soft switching이 가능하기 때문에 높은 주파수에서 동작 가능하다는 특징이 있다. 따라서 고효율과 고밀도를 달성하는 LLC 공진형 컨버터는 WBG(Wide Band Gap) 소자와 함께 최근 전기자동차, LED 드라이버, 태양광 발전과 같은 다양한 분야에서 널리 사용되고 있다.
LLC 공진형 컨버터의 전력 손실은 공진 네트워크 설계 시 밀접한 관계가 있다. 따라서 L-C 매개 변수와 전력 손실 간의 관계를 기반으로 고효율의 LLC 공진형 컨버터를 설계하기 위해서는 정확한 전력 손실의 분석이 필요하다.
(a) (b)
Fig. 1. Circuit of the LLC resonant converter. (a) Full-Bridge LLC resonant converter topology. (b) Equivalent circuit based on TDA : P subinterval.
Fig. 1 (a)는 Full-Bridge LLC 공진형 컨버터의 회로를 보여주고 있고, Fig. 1 (b)는 TDA 기반 subinterval에 따른 Full-bridge LLC 공진형 컨버터의 등가 회로이다. P subinterval은 자화 인덕터 양단의 전압이 양의 출력 전압 NVo에 의해 클램핑 되는 경우의 회로이다. 이 회로의 상태방정식을 구하고 이를 통해 LLC 공진형 컨버터를 정확하게 분석 가능하다. 또한 수식적으로 전력 손실 모델링이 가능하다.
(a) (b)
Fig. 2. Resonant inductor current and magnetizing current. (a) Waveforms extracted through the enhanced TDA method. (b) Waveforms extracted through simulation.
Fig. 2는 한 주기 동안 자화 전류 그리고 공진 인덕터 전류이다. Fig. 2 (a)는 제안한 방법을 사용해서 추출한 전류 파형이며, Fig. 2(b)는 시뮬레이션을 통해 추출한 파형이다. 자화 전류와 공진 인덕터 전류의 초기값은 제안한 방법을 사용할 경우 -17.35A, 시뮬레이션을 통해 추출한 값은 -17A로 2.06%의 오차를 갖는 것을 확인하였다.
(a) (b)
Fig. 3. Resonant capacitor voltage. (a) Waveforms extracted through the enhanced TDA method. (b) Waveforms extracted through simulation.
Fig. 3는 한 주기 동안 공진 커패시터의 전압이다. Fig. 3 (a)는 제안한 방법을 사용해서 추출한 전류 파형이며, Fig. 3(b)는 시뮬레이션을 통해 추출한 파형이다. 공진 커패시터의 초기값은 제안한 방법을 사용할 경우 -265V, 시뮬레이션을 통해 추출한 값은 -254A로 4.33%의 오차를 갖는 것을 확인하였다.
(a) (b)
Fig. 4. 8.4kW LLC resonant converter experimental. (a) The environment of experimental. (b)Based on FHA, based on improved TDA, extracted from experiment current rms value and average value.
Fig. 4(a)는 성능 검증을 위한 8.4kW급 LLC 공진형 컨버터 실험 환경이며, Fig. 4(b)는 기존 FHA 방법, 제안하는 향상된 TDA 방법, 그리고 실험을 통해 추출한 전류의 rms와 평균값이다. 제안하는 방법을 사용하여 컨버터 분석 시 기존 방법보다 실험과 더 가까운 값을 얻을 수 있음을 확인하였다.
Fig. 5. Loss breakdown by load calculated based on the proposed loss analysis method.8.4kW LLC resonant converter experimental.
Fig. 5는 제안하는 방법을 사용하여 부하 별 발생하는 손실을 추출한 그래프이다. 고려한 손실은 다음과 같다. 변압기의 1차측과 2차측에서 발생하는 copper loss, 변압기의 core loss, 인덕터의 copper loss와 core loss, 스위치의 turn off 손실과 내부 저항에 의한 손실 그리고 다이오드의 전압 강하에 의한 손실을 고려하였다.
Fig. 6.Efficiency for each load extracted through the proposed loss analysis method and the experiment.
Fig. 6은 제안하는 향상된 TDA 기반으로 구한 효율과 실험을 통해 추출한 효율 값을 비교하고 있다. 경부하 구간에서 최대 1.7%의 오차를 가지며 이외의 대부분 부하 구간에서 실험값과 매우 유사하다는 것을 확인할 수 있다 또한 제안한 기법에 대한 유효성을 검증하였다. 이를 통해 제안된 방법을 사용하여 정확한 LLC 공진형 컨버터의 손실을 추출할 수 있고 설계시 필요한 정확한 정보를 얻을 수 있다. 이를 바탕으로 고효율의 LLC 공진형 컨버터를 설계할 수 있다.
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고압 DC 전원 공급 장치는 X-ray, 플라즈마, 전기 집진기, 그리고 커패시터 충전 등 여러 어플리케이션 분야에서 사용되고 있다. 하지만 이러한 고압 전원 공급 장치는 출력 리플 전압 증가로 인한 신뢰성 저하 및 부피 증가로 인한 전력 밀도 감소 문제점 등을 가지고 있다. 이로 인해 최근 고압 전원 공급 장치의 소형화, 고효율, 그리고 신뢰성을 확보하기 위해 출력 전압 리플을 줄이거나 전력 밀도를 향상시키는 연구가 진행되고 있다.
(a)
(b)
Fig. 1. System structure of the parallel resonant converter applied with a voltage multiplier. (a) Conventional system structure. (b) Proposed system structure.
Fig. 1 (a)는 2차 측 단에 배압회로가 적용된 일반적인 병렬 공진형 컨버터 구조를 보여주고, Fig. 1 (b)는 전력 밀도를 향상시키기 위해 기존 (a)와 달리 1차 측 공진 커패시터를 2차 측 단으로 등가화 시킨 병렬 공진형 컨버터의 구조를 보여주고 있다. 병렬 공진형 컨버터가 사용되는 X-ray에서는 높은 출력 전압으로 인해 2차 측 변압기에 상당한 양의 기생 커패시터 성분을 가지게 되어 변압기에서 발생되는 기생 커패시터 성분을 공진 커패시터로 대체하여 사용 가능하다.
Fig. 2. Experimental setup for the proposed parallel resonant converter system.
Fig. 2 은 X-ray 어플리케이션에서 사용되는 시스템 구조를 보여준다. AC-DC 단, Controller, DC-DC 1차 측, 그리고 배압회로를 사용한 DC-DC 2차 측으로 구성되어 있고, 2차 측의 배압회로를 거쳐 최종적으로 출력 전압 100kV와 출력 전류 17mA를 가지게 된다.
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(a) | (b) |
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(c) |
Fig. 3. Experimental test wave-forms. (a) Gate input voltage Vgs and switching drain-source voltage Vds, (b) Resonant inductor current ILr at full-load, (c) Feedback voltage for predicting the real output voltage and output current.
Fig. 3은 제안한 구조의 실험 결과를 보여준다. Fig. 3 (a)의 경우 스위칭 소자의 입력 게이트 전압 Vgs와 스위치 양단에 걸리는 Vds전압을 확인 할 수 있다. 또한 Fig. 3 (b)는 정격 부하 조건에서의 1차 측 공진 인덕터 전류 ILr을 보여준다. 이때 컨버터의 정상 동작 확인과 최종 출력 전압과 출력 전류가 나오는 것을 확인하였다. Fig. 3 (c)는 정격 출력 전압일 때의 출력 전압 Vout및 출력 전류 Iout의 feedback sensing 파형을 보여준다. 이러한 전압 파형을 통해 제안한 구조의 정격 출력 전압 100kV와 출력 전류 17mA가 정상적으로 출력되는 것을 확인하였고, 제안한 구조의 타당성을 검증하였다.
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직류 마이크로그리드 시스템은 태양광 발전, 풍력 발전과 같은 신재생 에너지원으로부터 전기 에너지를 생산하며, 에너지 저장장치를 이용하여 전력을 관리하고, 필요에 따라 부하에 전력을 적절하게 공급할 수 있다. 직류 마이크로그리드 시스템을 구성하는 각각의 컨버터는 컨버터가 단독운전 할 경우 안정적으로 동작한다. 하지만, 컨버터를 통합하여 직류 마이크로그리드 시스템을 구성하여 통합운전을 할 경우 Fig. 1과 같이 시스템을 구성하는 컨버터 간의 상호작용이 발생하여 시스템이 불안정해질 수 있다. 또한, Utility grid에서 발생하는 입력 고조파로 인하여 시스템이 불안정해질 수 있다.
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Fig. 1. Causes of instability in DC microgrid system |
따라서 안정도 분석을 통해 시스템이 불안정할 경우, 안정도를 향상시키는 방법이 필요하다. 안정도 분석을 위해 Fig. 1과 같이 구성된 시스템의 Common Bus를 기준으로 Fig. 2 (a)와 같이 소스 컨버터와 로드 컨버터를 바라보는 방향으로 임피던스 모델링을 수행한다. 이를 bode plot으로 나타내면 Fig. 2 (b)와 같다.
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(a) | (b) |
Fig. 2. Stability analysis of DC microgrid system (a) Configuration of the system, (b) Stability analysis using bode plot | |
여기서 임피던스 중첩현상 발생 유, 무를 통해 직관적으로 안정도를 판단할 수 있는 Middlebrook’s stability criterion을 적용한다. 이 기법은 임피던스 중첩이 발생하면 시스템이 불안정하며, 중첩이 발생하지 않으면 시스템이 안정하다는 것을 의미한다. 이를 통해 Fig. 2를 분석하면 60% 부하에서는 임피던스 중첩이 발생하지 않아 시스템이 안정하며, 80% 이상의 부하에서는 임피던스 중첩이 발생하여 시스템이 불안정하다. 시스템이 불안정해지는 현상을 방지하고 시스템의 안정도를 향상시키기 위해 Fig. 3과 같이 기존 제어기에 가상 임피던스와 비례-공진 제어를 추가한 안정도 향상 제어기법을 제안한다.
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Fig. 3. Block diagram of the proposed stability enhancement method |
Fig. 4 (a)는 제안한 제어기법 적용 전의 파형으로 컨버터 간의 상호작용 및 입력 고조파로 인하여 시스템이 불안정한 것을 확인할 수 있다. Fig. 4 (b)는 제안한 제어기법 적용 후의 파형으로 이전에 발생한 문제점들이 해결되어 시스템이 안정화된 것을 확인할 수 있다.또한, Fig. 5와 같이 Power analyzer를 이용한 고조파 분석 파형을 통해 제안한 안정도 향상 제어기법 적용시 고조파가 현저하게 저감되는 것을 확인할 수 있다. 이를 통해 제안한 기법에 대한 유효성을 검증하였다.
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(a) | (b) |
FIg. 4. Experimental results (a) Before applying control method (b) After applying control method | |
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Fig. 5. THD analysis using a power analyzer |
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